Taníts meg 6 tápegység tervezési ismeretet
01 Ferrit mágneses erősítő a Flyback tápegységben
Kettős kimenetű flyback táplálás esetén, mindkét kimeneten valós teljesítménnyel (5V 2A és 12V 3A, mindkettő ± 5 százalékkal szabályozott), amikor a feszültség eléri a 12 V-ot, nulla terhelési állapotba kerül, és nem állítható be az 5 százalékos határon belül. A lineáris szabályozó életképes megoldás, de mégsem ideális a magas költsége és a hatékonyságvesztés miatt.
Javasolt megoldásunk a 12V-os kimeneten mágneses erősítő használata, akár flyback topológia is használható. A költségek csökkentése érdekében ferrit mágneses erősítő használata javasolt. A ferrit mágneses erősítő vezérlő áramköre azonban eltér a hagyományos téglalap alakú hiszterézis hurok anyagától (nagy mágneses permeabilitású anyag). A ferrit vezérlő áramköre (D1 és Q1) elvezeti az áramot, hogy fenntartsa a teljesítményt a kimeneten. Ezt az áramkört alaposan tesztelték. A transzformátor tekercseit 5V és 13V kimenetre tervezték. Az áramkör még -1W alatti bemeneti teljesítményt is elérhet (5 V 300 mW és 12 V nulla terhelés), miközben ±5 százalékos szabályozást ér el a 12 V kimeneten.
02 Használja a meglévő feszítővas áramkört a túláramvédelem biztosítására
Vegyük fontolóra az 5V 2A és 12V 3A flyback tápokat. Ennek a tápegységnek az egyik legfontosabb jellemzője az 5 V-os kimenet túlfeszültség-védelme (OPP), amikor a 12 V-os kimenet nem ér el terhelést vagy nagyon kis terhelést. Mindkét kimenet ±5 százalékos feszültségszabályozási követelményt jelent.
Az általános megoldásoknál az érzékelő ellenállások használata rontja a keresztszabályozási teljesítményt, a biztosítékok pedig drágák. A túlfeszültség elleni védelemhez (OVP) azonban már kaphatók feszítővas áramkörök. Ez az áramkör mind az OPP, mind a feszültségszabályozási követelményeket képes teljesíteni, ami egy részleges íves feszítővas áramkör használatával érhető el.
Az R1 és VR1 aktív előterhelést képez a 12 V-os kimeneten, amely lehetővé teszi a 12 V-os szabályozást, amikor a 12 V-os kimenet enyhén terhelt. Ha az 5V-os kimenet túlterhelt állapotban van, az 5V-os kimenet feszültsége csökken. Az üres terhelések sok áramot vesznek fel. Ennek a nagy áramnak az érzékelésére az R1 feszültségesése használható. A Q1 bekapcsol és elindítja az OPP áramkört.
03 Aktív söntszabályozó és előfeszítés
A Flyback jelenleg a legnépszerűbb topológia a hálózati feszültségről alacsony feszültségű egyenáramra történő kapcsolási tápegység termékek terén. Ennek egyik fő oka a több kimeneti feszültség biztosításának egyedülálló költséghatékonysága azáltal, hogy egyszerűen további tekercseket adnak a transzformátor szekunderhez.
A visszacsatolás jellemzően a legszigorúbb kimeneti tűréskövetelményekkel rendelkező kimenetről érkezik. Ez a kimenet határozza meg a voltonkénti fordulatszámot az összes többi szekunder tekercsnél. A szivárgási induktivitás hatások miatt a kimenetek nem mindig tudják elérni a kívánt kimeneti feszültség keresztszabályozását, különösen akkor, ha egy adott kimenet tehermentes vagy nagyon enyhén van terhelve, mert a többi kimenet teljesen le van terhelve.
Utószabályozóval vagy álterheléssel megakadályozható, hogy ilyen körülmények között a kimeneten a feszültség emelkedjen. Az utószabályozók vagy az üres terhelések megnövekedett költsége és csökkent hatékonysága miatt azonban nem voltak kellően vonzóak, különösen az elmúlt években számos fogyasztói alkalmazás üresjárati és/vagy készenléti bemeneti energiafogyasztása szempontjából. Az egyre szigorúbb szabályozási követelmények mellett ezt a kialakítást kezdték elhanyagolni. A 3. ábrán látható aktív söntszabályozó nemcsak a feszültségszabályozási problémát oldja meg, hanem minimalizálja a költség- és hatékonysághatást is.
Az áramkör a következőképpen működik: Ha mindkét kimenet szabályozás alatt van, az R14 és R13 ellenállásosztó előfeszíti a Q5 tranzisztort, ami kikapcsolja a Q4-et és a Q1-et. Ilyen működési feltételek mellett a Q5-ön áthaladó áram kis előterhelésként működik az 5 V-os kimeneten.
Az 5 V-os és a 3,3 V-os kimenet közötti szabványos különbség 1,7 V. Ha a terhelés további áramot igényel a 3,3 V-os kimenetről anélkül, hogy a terhelési áram az 5 V-os kimenethez képest egyenlő mértékben növekedne, a kimeneti feszültség nő a 3,3 V-os kimenethez képest. Körülbelül 100 mV-nál nagyobb feszültségkülönbség esetén a Q5 előfeszített lesz, bekapcsolja a Q4-et és a Q1-et, és lehetővé teszi az áram áramlását az 5 V-os kimenetről a 3,3 V-os kimenetre. Ez az áram csökkenti a feszültséget az 5 V-os kimeneten, csökkentve a két kimenet közötti feszültségkülönbséget.
A Q1 áramerősségét a két kimenet feszültségkülönbsége határozza meg. Ezért az áramkör mindkét kimenetet szabályozva tudja tartani, függetlenül azok terhelésétől, még a legrosszabb forgatókönyv esetén is, amikor a 3,3 V-os kimenet teljesen terhelt, az 5 V-os pedig tehermentes. A Q5 és Q4 a tervezésben hőmérséklet-kompenzációt biztosít, mivel az egyes tranzisztorok VBE hőmérséklet-változásai kioltják egymást. A D8 és D9 diódák nem szükségesek, de felhasználhatók a Q1 teljesítménydisszipációjának csökkentésére, így nincs szükség hűtőbordára a kialakításra.
Az áramkör csak a két feszültség közötti relatív különbségre reagál, és teljes és kis terhelés mellett nagyrészt inaktív. Mivel a söntszabályozó az 5 V-os kimenetről a 3,3 V-os kimenetre csatlakozik, az áramkör 66 százalékkal csökkentheti az aktív disszipációt a földelt söntszabályozóhoz képest. Az eredmény nagy hatásfok teljes terhelés mellett és alacsony energiafogyasztás a kis terheléstől a terhelés nélküliig.
04 Nagyfeszültségű bemeneti kapcsolóüzemű tápegység StackFET használatával
A háromfázisú váltakozó árammal működő ipari berendezések gyakran olyan segédteljesítményt igényelnek, amely szabályozott kisfeszültségű egyenáramot tud biztosítani az analóg és digitális áramkörök számára. Ilyen alkalmazások például az ipari hajtások, az UPS-rendszerek és az energiamérők.
Az ilyen típusú tápegységek előírásai sokkal szigorúbbak, mint a hagyományos, készen kapható kapcsolók esetében. Nemcsak a bemeneti feszültségek magasabbak ezekben az alkalmazásokban, de az ipari környezetben háromfázisú alkalmazásokhoz tervezett berendezéseknek is nagyon széles ingadozásokat kell elviselniük – beleértve a meghosszabbodott dőlési időt, a túlfeszültséget és egy vagy több fázis időnkénti kiesését. Ezen túlmenően ezeknek a kiegészítő tápegységeknek a megadott bemeneti feszültségtartománya 57 VAC és 580 VAC között is lehet.
Egy ilyen széles körű kapcsolóüzemű tápegység megtervezése kihívást jelenthet, elsősorban a nagyfeszültségű MOSFET-ek magas költsége és a hagyományos PWM vezérlőhurkok dinamikatartományának korlátozottsága miatt. A StackFET technológia lehetővé teszi az olcsó 600 V-os névleges kisfeszültségű MOSFET-ek és a Power Integrations integrált tápegység-vezérlőinek kombinációját, lehetővé téve a kapcsolóüzemű tápegységek egyszerű és olcsó tervezését, amelyek széles bemeneti feszültségtartományban képesek működni.
Az áramkör a következőképpen működik: Az áramkör bemenetén az áram származhat háromfázisú háromvezetékes vagy négyvezetékes rendszerből, de akár egyfázisú rendszerből is. A háromfázisú egyenirányító D1-D8 diódákból áll. Az R1-R4 ellenállások biztosítják a bekapcsolási áram korlátozását. Olvadékellenállások használata esetén ezek az ellenállások biztonságosan leválaszthatók hiba esetén, külön biztosíték nélkül. A pi szűrő C5, C6, C7, C8 és L1 elemekből áll az egyenirányított egyenfeszültség szűrésére.
Az R13 és R15 ellenállások a bemeneti szűrőkondenzátorok közötti feszültség kiegyenlítésére szolgálnak. Amikor az integrált kapcsolóban (U1) lévő MOSFET bekapcsol, a Q1 forrása alacsonyra húzódik, az R6, R7 és R8 kapuáramot biztosítanak, és a VR1-VR3 csomóponti kapacitás bekapcsolja a Q1-et. A VR4 Zener dióda a Q1-re kapcsolt kapuforrás feszültség korlátozására szolgál. Amikor az U1-ben lévő MOSFET ki van kapcsolva, az U1 maximális leeresztő feszültségét egy 450 V-os rögzítőhálózat rögzíti, amely VR1-ből, VR2-ből és VR3-ból áll. Ez az U1 leeresztő feszültségét körülbelül 450 V-ra korlátozza.
A Q1-hez csatlakoztatott tekercs végén minden további feszültség a Q1-re lesz kapcsolva. Ez a kialakítás hatékonyan osztja el a teljes egyenirányított bemeneti egyenfeszültséget és a repülési feszültséget Q1 és U1 között. Az R9 ellenállást a nagyfrekvenciás rezgések korlátozására használják kapcsolás közben, a VR5, D9 és R10 szorítóhálózatot pedig a primer csúcsfeszültségének korlátozására a visszarepülési intervallum alatti szivárgási induktivitás miatt.
A kimeneti egyenirányítást a D1 biztosítja. C2 a kimeneti szűrő. Az L2 és C3 egy másodlagos szűrőt alkot, hogy csökkentse a kapcsolási hullámzást a kimeneten.
A VR6 bekapcsol, ha a kimeneti feszültség meghaladja az optocsatoló dióda és a VR6 teljes feszültségesését. A kimeneti feszültség változása változást okoz az U2 optocsatoló diódáján átmenő áramban, ami viszont megváltoztatja az U2B tranzisztoron átmenő áramot. Ha ez az áram meghaladja az U1 FB érintkezési küszöbáramát, a következő ciklus letiltásra kerül. A kimenet szabályozása az engedélyezési és letiltási ciklusok számának szabályozásával érhető el. Ha egy kapcsolási ciklus be van kapcsolva, a ciklus akkor ér véget, amikor az áram az U1 belső áramkorlátjáig emelkedik. Az R11 az optocsatolón áthaladó áram korlátozására szolgál tranziens terheléseknél, és a visszacsatoló hurok erősítésének beállítására. Az R12 ellenállás a VR6 Zener-dióda előfeszítésére szolgál.
Az IC U1 (LNK 304) beépített funkciókkal rendelkezik, így az áramkör védett a visszacsatolójel elvesztése, a kimeneti rövidzárlat és a túlterhelés ellen. Mivel az U1 tápellátása közvetlenül a DRAIN érintkezőjéről történik, nincs szükség további előfeszítő tekercsre a transzformátoron. A C4 a belső tápellátás leválasztására szolgál.
05 Az egyenirányító diódák jó választéka egyszerűsítheti és csökkentheti az AC/DC átalakítók EMI-szűrő áramköreinek költségeit
Ez az áramkör leegyszerűsítheti és csökkentheti az AC/DC átalakítók EMI-szűrő áramköreinek költségeit. Ahhoz, hogy az AC/DC tápegység EMI-kompatibilis legyen, nagyszámú EMI szűrőelemre van szükség, mint például X és Y kondenzátorok. Az AC/DC tápegységek szabványos bemeneti áramkörei tartalmaznak egy híd-egyenirányítót a bemeneti feszültség (általában 50-60 Hz) egyenirányításához. Mivel ez egy alacsony frekvenciájú váltakozó feszültségű bemeneti feszültség, szabványos diódák, például az 1N400X sorozatú diódák használhatók, azért is, mert ezek a legolcsóbbak.
Ezeket a szűrőeszközöket arra használják, hogy csökkentsék a tápegység által generált EMI-t, hogy megfeleljenek a közzétett EMI-határértékeknek. Mivel azonban az EMI rögzítésére használt méréseket csak 150 kHz-en kezdik, és a váltakozó áramú hálózati feszültség frekvenciája csak 50 vagy 60 Hz, a híd-egyenirányítókban használt szabványos diódák fordított helyreállítási ideje (lásd a 5-1 ábrát) viszonylag lassú. hosszú és általában nem kapcsolódik közvetlenül az EMI-generációhoz.
A múltban azonban a bemeneti szűrőáramkörök néha kondenzátorokat is tartalmaztak a híd-egyenirányítóval párhuzamosan, hogy elnyomják az alacsony frekvenciájú bemeneti feszültség egyenirányítása által okozott nagyfrekvenciás hullámformákat.
Ezekre a kondenzátorokra nincs szükség, ha a híd-egyenirányítóban gyors helyreállítású diódákat használnak. Amikor ezeken a diódákon a feszültség megfordul, nagyon gyorsan helyreáll (lásd a 5-2 ábrát). Ez csökkenti a szórt vonal induktív gerjesztését a váltakozó áramú bemeneti vezetékben azáltal, hogy csökkenti a későbbi nagyfrekvenciás kikapcsolási snapokat és az EMI-t. Mivel 2 dióda hajthat végre minden félciklust, a 4 diódából csak 2-nek kell gyors helyreállítási típusúnak lennie. Hasonlóképpen, az egyes félciklusokat vezető két dióda közül csak az egyiknek kell gyors helyreállítási karakterisztikával rendelkeznie.
A bemeneti feszültség és áram hullámformái a dióda bepattanását mutatják a fordított helyreállítás végén.
06 Használja a Soft-Start funkciót az alacsony költségű kimenetek letiltásához az áramcsúcsok elkerülése érdekében
A szigorú készenléti tápellátási előírások teljesítése érdekében néhány több kimeneti tápegység úgy van kialakítva, hogy lekapcsolja a kimenetet, ha a készenléti jel aktív.
Ezt általában egy soros bypass bipoláris tranzisztor (BJT) vagy MOSFET kikapcsolásával érik el. Alacsony áramerősségű kimenetek esetén a BJT-k megfelelő és olcsóbb alternatívát jelenthetnek a MOSFET-ekkel szemben, ha a teljesítménytranszformátort a tranzisztorokon jelentkező extra feszültségesést figyelembe véve tervezték.
