A flyback kapcsolóüzemű tápegység alapelvei és munkamódszerei
Alapelvek és munkamódszerek
Alapvető
Amikor a Trton tranzisztort kapcsoljuk, a transzformátor primer Np-jének Ip árama van, és energiát tárol benne (E=LpIp/2). Mivel Np és N ellentétes polaritású, a D dióda ekkor fordítottan van előfeszítve és le van vágva, és nem kerül át energia a terhelésre. Troff átkapcsoláskor a Lenz-törvény szerint: (e=-N△Φ/△T), a transzformátor primer tekercse fordított potenciált generál. Ekkor a D dióda előrevezető, és a terhelésen az IL áram folyik. A flyback konverter állandó állapotú hullámformája
A vezetési idő tonnája határozza meg az Ip és Vce amplitúdóját:
Vcemax=VIN/1-Dmax
VIN: bemeneti egyenfeszültség; Dmax: maximális munkaciklus
Dmax =tonna/t
Látható, hogy az alacsony kollektorfeszültség eléréséhez a Dmax-ot alacsonyan kell tartani, azaz a Dmax-ot<0.5. In practical applications, Dmax=0.4 is usually taken to limit Vcemax≦2.2VIN.
A kollektor működési árama Ie a cső Tron kapcsolásakor, azaz az elsődleges csúcsáram Ip: Ic=Ip=IL/n. Mivel IL=Io, ha Io állandó, az n fordulatszám határozza meg az Ic méretét, a fenti képlet a teljesítmény-megmaradás elvén alapul, és az elsődleges és másodlagos amperfordulatok száma egyenlő NpIp=NsIs-hez. Az Ip a következő módszerrel is kifejezhető:
Ic=Ip=2po/(η*VIN*Dmax)η: Átalakító hatékonysága
A képlet a következőképpen származik:
Kimeneti teljesítmény: po=LIp2η/2T
Bemeneti feszültség: VIN=Ldi/dt, feltételezve, hogy di=Ip és 1/dt=f/Dmax, majd:
VIN=LIpf/Dmax vagy Lp=VIN*Dmax/Ipf
Ekkor a po a következőképpen fejezhető ki:
po=ηVINfDmaxIp2/2fIp=1/2ηVINDmaxIp
∴Ip=2po/ηVINDmax
A fenti képletben:
VIN: Minimális DC bemeneti feszültség (V)
Dmax: maximális vezetési munkaciklus
Lp: Transzformátor primer induktivitása (mH)
Ip: transzformátor primer oldali csúcsáram (A)
f: konverziós frekvencia (KHZ)
A munkamódszer
A Flyback transzformátorok általában két üzemmódban működnek:
1. Induktoráram nem folytonos üzemmódú DCM (DiscontinuousInductorCurrentMode) vagy "teljes energiaátalakítás": a transzformátorban tárolt összes energia tonnán át a kimenetre kerül a repülési periódusban (toff).
2. Induktoráram folyamatos üzemmódú CCM (ContinuousInductorCurrentMode) vagy "nem teljes energiaátalakítás": a transzformátorban tárolt energia egy része a toff végén megmarad a következő tonnás ciklus kezdetéig.
A DCM és a CCM nagyon különbözik a kis jelátviteli funkciók tekintetében. Hullámalakjukat a 3. ábra mutatja. Valójában, ha a konverter bemeneti feszültsége VIN nagy tartományon belül változik, vagy az IL terhelési áram nagy tartományon belül változik When , akkor két üzemmódot kell átfognia. Ezért a flyback konverternek stabilan kell működnie DCM/CCM-ben. De tervezni nehezebb. Általában a DCM/CCM kritikus állapotot használhatjuk tervezési alapként. Kapcsolódik a pWM aktuális üzemmód vezérléssel. Ez a módszer hatékonyan képes megoldani a DCM különféle problémáit, de nem szünteti meg a CCM-ben lévő áramkör velejáró instabilitási problémáját. A CCM megoldható a vezérlőhurok erősítésének beállításával az alacsony frekvenciasáv elválasztására és a tranziens válaszsebesség csökkentésére. Az instabilitást az átviteli függvény "jobb oldali félsík nullája" okozza.
A DCM és a CCM nagyon különbözik a kis jelátviteli funkciók tekintetében.
DCM/CCM primer és szekunder áram hullámforma diagramja
Valójában, ha a konverter VIN bemeneti feszültsége nagy tartományon belül változik, vagy az IL terhelési áram nagy tartományon belül változik, akkor annak két üzemmódot kell átfognia. Ezért a flyback konverterhez DCM/CCM szükséges, mindkettő stabilan működhet. De tervezni nehezebb. Általában a DCM/CCM kritikus állapotot használhatjuk tervezési alapként, és használhatjuk az aktuális üzemmód vezérlését, a pWM-et. Ez a módszer hatékonyan képes megoldani a DCM különféle problémáit, de a CCM során nincs inherens instabilitási probléma az áramkörben. A CCM-ben az átviteli függvény "jobb oldali sík nullpontja" okozta instabilitás megoldható a vezérlőhurok erősítésének beállításával az alacsony frekvenciasáv elválasztására és a tranziens válaszsebesség csökkentésére.
Stabil állapotban a mágneses fluxus növekedésének ΔΦ tonnánál egyenlőnek kell lennie a "toff" változásával, különben a mágneses mag telítődik.
ebből adódóan,
ΔΦ=VINton/Np=Vs*toff/Ns
Ez azt jelenti, hogy a transzformátor primer tekercsének minden menetének volt/másodperc értékének meg kell egyeznie a szekunder tekercs minden egyes menetének volt/másodperc értékével.
A 3. ábrán a DCM és a CCM áram hullámformáit összehasonlítva tudhatjuk, hogy a Trton periódus alatt DCM állapotban a teljes energiaátviteli hullámforma nagyobb primer csúcsárammal rendelkezik. Ennek az az oka, hogy az Lp primer induktivitás értéke viszonylag alacsony, így az Ip élesen A növekedés okozta negatív hatás a bemeneti szűrőkondenzátor tekercsveszteségének (tekercsveszteségének) és a hullámos áramának növekedését jelenti, ami megköveteli, hogy a kapcsolótranzisztor egy nagy áramterhelhetőség a biztonságos munkavégzés érdekében.
CCM állapotban a primer oldal csúcsárama kicsi, de a kapcsolókristály tonna állapotban nagy kollektoráram értékkel rendelkezik. Ez a kapcsolókristály magas energiafogyasztását eredményezi. Ugyanakkor a CCM eléréséhez a transzformátor magasabb primer feszültségére van szükség. Az Lp oldalinduktivitás érték és a transzformátormagban tárolt maradék energia megköveteli, hogy a transzformátor térfogata nagyobb legyen, mint a DCM, míg a többi együttható azonos.
Összefoglalva, a DCM és a CCM transzformátorok felépítése alapvetően megegyezik, kivéve az elsődleges oldali csúcsáram meghatározását (Ip=Imax-Imin a CCM-ben).
